65 нанометров - следующая цель зеленоградского завода «Ангстрем-Т», которая будет стоить 300-350 миллионов евро. Заявку на получение льготного кредита под модернизацию технологий производства предприятие уже подало во Внешэкономбанк (ВЭБ), сообщили на этой неделе «Ведомости» со ссылкой на председателя совета директоров завода Леонида Реймана. Сейчас «Ангстрем-Т» готовится запустить линию производства микросхем с топологией 90нм. Выплаты по прошлому кредиту ВЭБа, на который она приобреталась, начнутся в середине 2017 года.

Пекин обвалил Уолл-стрит

Ключевые американские индексы отметили первые дни Нового года рекордным падением, миллиардер Джордж Сорос уже предупредил о том, что мир ждет повторение кризиса 2008 года.

Первый российский потребительский процесор Baikal-T1 ценой $60 запускают в массовое производство

Компания «Байкал Электроникс» в начале 2016 года обещает запустить в промышленное производство российский процессор Baikal-T1 стоимостью около $60. Устройства будут пользоваться спросом, если этот спрос создаст государство, говорят участники рынка.

МТС и Ericsson будут вместе разрабатывать и внедрять 5G в России

ПАО "Мобильные ТелеСистемы" и компания Ericsson заключили соглашения о сотрудничестве в области разработки и внедрения технологии 5G в России. В пилотных проектах, в том числе во время ЧМ-2018, МТС намерен протестировать разработки шведского вендора. В начале следующего года оператор начнет диалог с Минкомсвязи по вопросам сформирования технических требований к пятому поколению мобильной связи.

Сергей Чемезов: Ростех уже входит в десятку крупнейших машиностроительных корпораций мира

Глава Ростеха Сергей Чемезов в интервью РБК ответил на острые вопросы: о системе «Платон», проблемах и перспективах АВТОВАЗа, интересах Госкорпорации в фармбизнесе, рассказал о международном сотрудничестве в условиях санкционного давления, импортозамещении, реорганизации, стратегии развития и новых возможностях в сложное время.

Ростех "огражданивается" и покушается на лавры Samsung и General Electric

Набсовет Ростеха утвердил "Стратегию развития до 2025 года". Основные задачи – увеличить долю высокотехнологичной гражданской продукции и догнать General Electric и Samsung по ключевым финансовым показателям.

в идеале метод, использующий широтно-импульсную модуляцию (ШИМ), является ответом на поиски практически совершенного стабилизированно­го источника питания. Мы уже говорили, что в импульсном источнике ключ либо включен, либо выключен и управление осуществляется с нулевым рас­сеянием мощности, в отличие от линейного стабилизатора, где стабилиза­ция происходит из-за рассеяния мощности в проходном элементе. В реаль­ных условиях, широтно-импульсная модуляция дает разумный подход к переключению без потерь за счет более низкой частоты переключения, на­пример, в диапазоне 20 – 40 кГц. Глядя на ситуацию с другой стороны, может сказать, почему этот частотный диапазон так долго был популярен.

От самого начала стабилизации с помощью ШИМ, конструкторы пы­тались продвигаться в сторону более высоких частот, поскольку при этом можно уменьшить размеры, вес и стоимость магнитного сердечника и конденсаторов фильтра. При высокой частоте переключения появляются и другие преимущества. Используя более высокие частоты можно ожи­дать уменьшение радиопомех и электромагнитных шумов; можно ожи­дать меньших проблем при экранировке, развязке, изоляции и ограниче-

НИИ в схеме. Можно также ожидать более быстрого срабатывания, а так­же снижения выходного сопротивления и величины пульсаций.

Главным препятствием на пути применения более высоких частот были практические трудности создания быстрых и достаточно мощных переключателей. Из-за того, что невозможно достичь мгновенного включения и выключения коммутатора, на нем во время переключения имеется напряжение и одновременно через него протекает ток. Другими словами, трапецеидальные, а не прямоугольные колебания характеризу­ют процесс переключения. Это, в свою очередь, приводит к потерям пе­реключения, которые сводят на нет теоретически высокий к.п.д. идеаль­ного коммутатора, который мгновенно включается, имеет нулевое сопротивление во включенном состоянии и мгновенно выключается. На рис. 18.2 сравнивается ШИМ и режим переключения в резонансном ре­жиме, который будет рассмотрен подробнее.

Рис. 18.2. Осциллограммы, показывающие разницу между ШИМ и резонансным режимом. При ШИМ потери переключения появляются из-за одновременного протекания тока через коммутатор и наличия напряжения на нем. Обратите внимание, что эта ситуация отсутствует при резонансном режиме работы, который для стабилизации напря­жения использует частотную модуляцию (ЧМ).

Из вышесказанного очевидно, что на идеальном переключателе не дол­жно быть никакого падения напряжения во время включенного состояния. Все эти рассуждения говорят о том, что высокий к.п.д. был трудно дости­жимой задачей, особенно при высоких частотах переключения до тех пор, пока не был достигнут прогресс в создании импульсных полупроводнико­вых приборов. Следует указать также, что одновременно был необходим прогресс в создании других устройств, таких как диоды, трансформаторы и конденсаторы. Надо отдать должное работникам всех областей техники за то, что частота переключения при использовании широтно-импульсной модуляции была повышена до 500 кГц. Тем не менее, на высоких часто­тах, скажем на частоте 150 кГц, лучше рассмотреть другой метод. Итак, мы приходим к резонансному режиму работы источника питания.

Стабилизированный источник питания, использующий резонансный режим, действительно представляет собой большой скачок вперед в раз­витии технологии. Хотя надо сказать, что использование резонансных яв­лений в инверторах, преобразователях и источниках питания предшеству­ет эре полупроводников. Оказалось, что при использовании резонансных явлений часто удавалось получить хорошие результаты. Например, в пер­вых телевизорах необходимые высокие напряжения для кинескопа полу­чали с помощью радиочастотного источника питания. Это был работаю­щий на частоте от 150 до 300 кГц генератор синусоидальных колебаний на электронной лампе, в котором повышение переменного напряжения достигалось в резонансном радиочастотном трансформаторе. По суще­ству подобные схемы все еще используются для создания напряжений, по крайней мере, несколько сотен тысяч вольт для различных промышлен­ных и научно-исследовательских целей. Более высокие напряжения часто достигаются благодаря совместному применению резонансного режима работы и диодного умножителя напряжения.

Также давно было известно, что резонансные выходные цепи инвер­тора стабилизируют работу электродвигателей и сварочного оборудова­ния. Обычно в разрыв провода, ведущего от источника постоянного на­пряжения к инвертору, включалась катушка с большой индуктивностью. При этом инвертор ведет себя по отношению к нагрузке как источник тока, что дает возможность легче удовлетворить условию существования резонансных явлений. В этом случае существующие тиристорные инвер­торы правильнее назвать квазирезонансными - колебательный контур периодически подвергается ударному возбуждению, но непрерывные ко­лебания отсутствуют. Между импульсами возбуждения, колебательный контур отдает запасенную энергию в нагрузку. Примеры упоминавшихся схем приведены на рис. 18.3, 18.4 и 18.5.

Из сказанного выше должно бьггь ясно, что широкое использование ре­зонансного режима работы началось после создания специализированных ИС управления. Эти ИС освободили конструкторов от проблем со сбоями, кото­рые неизбежно сопутствуют стремлению использовать резонансный режим на частотах несколько сот килогерц ити несколько МГц, где малые размеры компонент могут дать заметное сокращение габаритов, веса и стоимости.

Рис. 18.3. Пример резонансного высоковольтного источника, работа­ющего в радиочастотном диапазоне. Это восстановленная старая схема использует электронные лампы в генераторе Мейснера. Рабочая частота определяется повышающей обмоткой Z1 и ее собственной распределенной емкостью. Никакой стабилизации частоты не предусматривается.

Рис. 18.4. Пример запускаемого током инвертора с резонансным кон­туром на выходе. Обратите внимание на присутствие катушки с боль­шой индуктивностью L в цепи питания и конденсатора, входящего в состав резонансного контура на выходе. Подобный метод применим и к инверторам с самовозбуждением. Эти схемы обычно не имеют стаби­лизации.

Рис. 18.5. Пример квази-резонансного инвертора с одним тиристором. Выбирая соответствующий тиристор, можно получить выходную мощность нескольких киловатт и частоту переключения около 30 кГц. Если частота пульсаций немного ниже резонансной частоты последо­вательного XС-контура, то на нагрузке будет хорошее синусоидальное напряжение. Стабилизация в схеме отсутствует. General Electric Semiconductor Products Dept.

Интересно, что резонансный стабилизатор напряжения имеет много общего с давно популярной схемой широтно-импульсной модуляции (ШИМ). Действительно, согласно структурной схеме, источник импуль­сов постоянной длительности и переменной частоты вместе с резонанс­ным «контуром» используется вместо схемы ШИМ. В процессе работы из-за наличия ZС-контура через коммутатор или протекает ток, или к нему приложено напряжение, имеющие форму отрезков синусоиды. Фор­ма сигналов при переключении, в отличие от высокочастотных ШИМ схем, такова, что никогда не бывает одновременного присутствия напря­жения на коммутаторе и протекания через него тока. Поэтому потери коммутации пренебрежимо малы даже при высоких частотах.

Рис. 18.6 иллюстрирует резонансный режим работы. Сигнал ошибки получен также, как в источниках питания с ШИМ, то есть как разность между выходным и опорным напряжениями. Это напряжение рассогла­сования поступает на генератор, управляемый напряжением, выходной сигнал которого запускает ждущий мультивибратор. Схема модуляции, по существу, является преобразователем напряжение – частота. Им­пульсы ждущего мультивибратора, имеющие фиксированную длитель­ность и переменную частоту повторения, поступают на вход коммутато-ра(ов). Часто на выходе ждущего мультивибратора включают усилитель мощности, чтобы обеспечить более высокое мгновенное значение тока и низкое сопротивление. В качестве коммутаторов обычно применяется один или два мощных МОП-транзистора.

Выход коммутатора(ов) связан с резонансным Z С-контуром и выход­ным трансформатором. Видно, что амплитуда почти синусоидального напряжения, приложенного к первичной обмотке трансформатора, зави­сит от близости резонансной частоты ZС-контура к величине, обратной фиксированной длительности импульсов переменной частоты, поступа­ющих от коммутатора. Таким образом, стабилизацию постоянного вы­ходного напряжения можно реализовать с помощью частотной модуля­ции. Слишком высокая добротность Z С-контура будет препятствовать выделению мощности, а очень низкая вызовет чрезмерно большие пи­ковые значения тока в коммутаторе.

Рис. 18.6. Упрощенная схема резонансного стабилизированного источ­ника питания. В первом приближении можно считать, что здесь вместо широтно-импульсного модулятора в популярном ШИМ стабилизаторе применен преобразователь напряжение – частота.

Резонансный режим может быть получен разными путями: можно использовать или последовательный, или параллельный L С-контур. А номинальная рабочая частота может быть как ниже, так и выше соб­ственной резонансной частоты Z С-контура. В любом случае стабилиза­ция требует работы на падающем участке резонансной кривой. На рис. 18.6, индуктивность первичной обмотки выходного трансформатора дос­таточно высока, так что практически не влияет на резонансную частоту Z С-контура.

Для того, чтобы избежать недоразумений из-за неаккуратных выска­зываний в технической литературе, хорошо бы вспомнить следующие факты, относящиеся к резонансным стабилизаторам:

В резонансном Z С-контуре колебания всегда происходят на его ре­зонансной частоте независимо от частоты импульсов, с помощью кото­рых осуществляется ударное возбуждение. Однако в большинстве случаев условия для существования свободных колебаний отсутствуют. На схему выпрямителя поступают полупериоды синусоидального колебания.

Одна из наиболее популярных схем использует последовательный резонансный контур, в котором выходную мощность получают от кон­денсатора через высокоомную первичную обмотку выходного трансфор­матора. Такой источник соответственно называется преобразователем или стабилизатором с последовательным резонансом и параллельной нагрузкой. К сожалению, иногда об этих устройствах говорят как о схемах с парал­лельным резонансом (рис. 18.7В).

В идеале существует два способа получения почти нулевых потерь при коммутации. Один с переключением при нулевом токе, который яв­ляется наиболее популярным и допускает работу с частотами около 2 МГц, а другой с переключением при нулевом напряжении, позволяющий работать на частоте до 10-МГц. Переключение при нулевом токе использует для ударного возбуждения контура импульсы постоянной длительности и переменной частотой повторения. Фиксированный интервал времени между импульсами используются в режиме переключения с нулевым на­пряжением.

Чаще всего (особенно при переключении с нулевым током) диапа­зон изменения частоты распространяется от низких частот до 80 % от ре­зонансной частоты контура. Это обеспечивает время, достаточное для того, чтобы ток катушки индуктивности уменьшился до нуля или стал от­рицательным. Импульс, определяющий время включенного состояния.

заканчивается, когда ток принимает отрицательное значение; момент его окончания не очень критичен. Отрицательный ток катушки индуктивнос­ти подразумевает, что ток теперь течет не через мощный МОП-транзис­тор, а через фиксирующий диод. Длительность импульса определяется RC-цепью, подключенной к управляющей ИС. Величины R и С удобно определять по графикам, предоставляемым изготовителем ИС. Типичные данные, иллюстрирующие выбор величины RC для определения длитель­ности импульса, а также частоты генератора показаны на рис. 18.8.

Рис. 18.8. Примеры графиков для определения параметров резонанс­ного стабилизированного источника. Эти кривые соответствуют ИС GP605, но типичны для схем других изготовителей. (А) Допустимые комбинации емкости и сопротивления в зависимости от максимальной частоты генератора. (В) Допустимая емкость в зависимости от минимальной частоты генератора. (С) Комбинация резистора и емкости для выбранной длительности импульса. В зависимости от того, имеем дело со схемой А или В, ЛС-цепи будут разными. Gennum Соф.

Надо быть уверенным, что «частота переключения» соответствует частоте, с которой импульсы поступают на резонансный контур. Не обя­зательно это частота генератора в управляющей ИС. В двухтактном им­пульсном источнике питания частота генератора будет вдвое выше часто­ты переключений. Для однотактных ИИП эти частоты обычно совпадают.

К переключению без потерь приближается источник, работающий в прерывистом режиме. Это просто означает, что на каждый импульс дол­жен быть только один период колебаний в Z С-контуре. Практически это требует наличия «мертвого времени» между завершением одного цикла колебания и появлением следующего импульса. Вот почему частота по­вторения импульсов не должна приближаться к резонансной частоте

LC-контура. Удоалетворсние этого требования приводит к некоторому уменьшению выходной мощности.

Стабилизация основана на том, что энергия, запасенная в? С-кон­туре максимальна, когда частота повторения импульсов, осуществляющих ударное возбуждение ZC-контура, близка к его резонансной частоте. От­клонение частоты импульсов от этого оптимального условия, приводит к тому, что будет получена меньшая мощность. Поскольку резонансная ча­стота остается постоянной, то для осуществления стабилизации изменя­ется упомянутое выше «мертвое время».

В резонансные источники питания часто вводят защиту по току, что делает их похожими на источники с ШИМ, имеющими такую защи­ту. Действительно, можно найти ссылку на работу резонансного источ­ника S режиме ограничения тока. Однако имеется существенное отличие. В системе с ШИМ учитывается нарастание тока, и ограничение макси­мального тока источника происходит в любой момент в пределах всего цикла. В резонансном источнике, учитывается часть синусоидального ко­лебания; это допускает ограничение максимального тока ИИП, но не мгновенно. 8 обоих случаях доспигается защита, но в резонансных ис­точниках не так быстро или точно, как в источниках с ШИМ, имеющих токовую защиту. В источниках с ШИМ слежение за величиной тока реа­лизует стабилизацию с прямой связью; в резонансных источниках считы-ватше величины тока приводит к использованию метода выключения.

Последнее, но самое существенное, коммутаторы в резонансных ИИП не испытывают одновременного воздействия напряжения и тока во время процесса переключения. Это приводит к высокому к.п.д. со значи­тельным уменьшением р^ассеиваемой мощности в коммутаторах, что в свою О’щ^едь ©сдабляет температурные ароблемы, сптеобствуя высокой плотности компоновки элементов.

Обычно я придерживаюсь принципа, что чем меньше в схеме деталей, чем она проще, тем она надежнее. Но данный случай - исключение. Те, кто проектировал и собирал схемы мощных повышающих преобразователей напряжения с 12 / 24 вольт на 300 (например), знают, что классические подходы тут работают плохо. Слишком велики токи в низковольтных цепях. Использование схем с ШИМ приводит к возникновению коммутационных потерь, которые моментально перегревают и выводят из строя силовые транзисторы. Внутреннее сопротивление силовых ключей является серьезной помехой применению схем с конструктивным ограничением коммутационных потерь, таких как мостовые и полумостовые схемы.

Приведенная схема основана на разделении функции повышения напряжения и его стабилизации в разных каскадах. При таком подходе мы получаем возможность самый проблемный блок - инвертор - заставить работать в резонансном режиме при минимальных потерях на силовых ключах и выпрямительном мосте в высоковольтной части схемы. А стабилизация выходного напряжения осуществляется в блоке СТ , который собран по простой повышающей топологии. Сейчас его схема не приводится, о нем будет отдельная статья. С его выхода снимается стабильное нужное напряжение.

Принципиальная схема резонансного преобразователя напряжения

К сожалению в статьях периодически встречаются ошибки, они исправляются, статьи дополняются, развиваются, готовятся новые. Подпишитесь, на новости , чтобы быть в курсе.

Если что-то непонятно, обязательно спросите!
Задать вопрос. Обсуждение статьи. сообщений.

Здравствуйте! Не подскажете, при входном питании 29-30 вольт надо пересчитыват ь трансформатор или подойдет вариант 24в? И еще вопрос - сердечники нашлись у меня без зазора, материал не известен - это принципиально? ...

Преобразователь однофазного в трехфазное. Конвертер одной фазы в три. ...
Схема преобразователя однофазного напряжения в трехфазное....

Бесперебойник своими руками. ИБП, UPS сделать самому. Синус, синусоида...
Как сделать бесперебойник самому? Чисто синусоидальное напряжение на выходе, при...

Колебательный контур. Схема. Расчет. Применение. Резонанс. Резонансная...
Расчет и применение колебательных контуров. Явление резонанса. Последовательные...

Как сконструировать повышающий импульсный преобразователь. Как выбрать частоту р...

Схема импульсного блока питания. Расчет на разные напряжения и токи....

Преобразователь однофазного напряжения в трехфазное. Принцип действия,...
Принцип действия, сборка и наладка преобразователя однофазного напряжения в трех...

Зарядное устройство. Импульсный автомобильный зарядник. Зарядка аккуму...
Схема импульсного зарядного устройства. Расчет на разные напряжения и токи....

Расчет силового резонансного фильтра. Рассчитать онлайн, он-лайн, on-l...
Как получить синусоидальное напряжение на выходе при входном напряжении сложной...

Сетевой источник питания - один из самых ответственных узлов в структуре электронной аппаратуры. Наиболее важные параметры сетевого преобразователя: рабочий диапазон входного напряжения, потребляемая мощность в дежурном режиме, габаритные размеры, надежность, электромагнитная совместимость и себестоимость. Подавляющее большинство современной аппаратуры с питанием от сети использует импульсные источники питания.

Введение

Проблемы энергосбережения и энергоэффективности — среди наиболее актуальных в мировой энергетике. Одним из важнейших путей повышения КПД устройства является увеличение эффективности импульсных преобразователей источника питания. Повышение КПД и плотности мощности — доминирующие факторы при разработке AC/DC-преобразователей.

Особенностью компьютерных источников питания, а также других источников питания бытовой электронной аппаратуры является изменение потребления в широких пределах в зависимости от режима работы и активности разных модулей системы. В персональном компьютере реализован режим управления энергопотреблением за счет понижения тактовой частоты, отключения питания дисплея, винчестера или перевода ПК в дежурный или спящий режим. Диапазон потребления — от нескольких ватт (дежурный режим) до нескольких сот ватт. В ЖК-телевизорах с динамической светодиодной подсветкой или плазменных панелях ток потребления определяется яркостью текущего изображения на экране. Обеспечение высокой эффективности преобразования для всех режимов — непростая задача.

Энергоэффективная электроника

В последние десять лет рядом правительственных организаций и инициативных объединений разработаны критерии для оценки эффективности источников питания электронной аппаратуры. Основная цель требований — контроль и существенное понижение уровня потребления современной бытовой электронной аппаратуры. Производители аппаратуры должны сертифицировать свою продукцию в соответствии с этими требованиями.

Программа Energy Star

Energy Star — это совместная программа Агентства защиты окружающей среды США (Environmental Protection Agency, EPA) и департамента энергии. Цель программы — обеспечение эффективного использования вырабатываемой электрической энергии и уменьшение вредного воздействия на окружающую среду. Одним из направлений программы Energy Star является разработка базовых требований для сертификации потребления бытового электронного оборудования, в частности, компьютеров, мониторов, факсимильных аппаратов, копировальной техники, телевизоров, аудиокомплексов, систем кондиционирования помещений, холодильников и прочей бытовой техники. Разработка новых пороговых требований по потреблению бытовых электронных устройств вынудила производителей использовать новые энергосберегающие решения, что привело к появлению нового класса электронных устройств с пониженным потреблением электроэнергии. Например, уже в 2002 году, благодаря активному внедрению стандартов Energy Star, было сэкономлено только в США более 100 млрд кВт ч электроэнергии.

Документы Energy Star, регламентирующие уровни требований к энергоэффективности электронного оборудования:

• Energy Star v5.0 Desktop Computers and Workstations (with 80 PLUS certified power supplies);
• Energy Star v1.0 Datacenter Servers (with 80 PLUS certified power supplies);
• Energy Star v5.0 LCD Monitors.

80 PLUS — новые стандарты экономичности блоков питания

Ранее КПД большинства блоков питания системных блоков составлял около 80%. Благодаря деятельности инициативной группы комитета 80 PLUS была принята новая единая система стандартов экономичности для производителей блоков питания. Эти компании были вынуждены улучшить показатели эффективности, чтобы получить сертификацию для допуска на рынки ведущих стран.

В документах определены желательные уровни эффективности преобразования для трех различных режимов нагрузки преобразователя (20, 50 и 100%) (таблица). В соответствии с этими уровнями определены четыре класса экономичности приборов: бронзовый, серебряный, золотой и платиновый:

• 80 PLUS E-Star 4.0 — КПД 80% при всех уровнях нагрузки БП.
• 80 PLUS Bronze — КПД 82% при слабой (20%) и сильной (100%) нагрузке на БП и КПД 85% при средней (50%) нагрузке на БП.
• 80 PLUS Silver — КПД 85% при слабой и сильной нагрузке на БП и КПД 88% при средней нагрузке на БП.
• 80 PLUS Gold — КПД 87% при слабой и сильной нагрузке на БП и КПД 90% при средней нагрузке на БП.

Таблица. Сертификационные уровни эффективности по 80 PLUS

80 PLUS Тип тестирования	115 В без внутреннего резервирования			230 В с внутренним резервированием
Уровень нагрузки	20%	50%	100%	20%	50%	100%
80 PLUS	80%	80%	80%	Не определены
80 PLUS Bronze	82%	85%	82%	81%	85%	81%
80 PLUS Silver	85%	88%	85%	85%	89%	85%
80 PLUS Gold	87%	90%	87%	88%	92%	88%
80 PLUS Platinum	90%	92%	89%	90%	94%	91%

В 2006 году организация Energy Star включила требования 80 PLUS в свои нормативные документы Energy Star 4.0 компьютерных спецификаций. Уже в ноябре 2006-го и феврале 2007 года компании HP и Dell сертифицировали свои компьютерные блоки питания на соответствие требованиям 80 PLUS.

Архитектура импульсного источника питания

Типовой сетевой компьютерный ATX импульсный источник питания (switch mode power supply, SMPS) должен обеспечивать выходное напряжение 12 В и ток 20 А.

Основная область применения — источник питания компьютерной аппаратуры (системного блока РС), других компьютерных устройств, телекоммуникационного оборудования, ЖК-телевизоров, плазменных панелей, светодиодных светильников и зарядных устройств. Основная цель — эффективное преобразование, уменьшение размеров, уровня ЭМИ, а также потерь мощности и тепловыделения.

Исходные данные

Универсальный диапазон входного напряжения — от 90 до 265 В AC при частоте от 47-63 Гц. Это означает, что источник сможет работать в любой стране с любым номиналом сетевого напряжения, а также при отклонениях от номинала по напряжению и частоте. Выходное напряжение и ток — 12 В/20 А. Потребление от сети — 50 мA в выключенном режиме; 100 мA в режиме сна; 5 A в активном режиме.

Предложенная архитектура, показанная на рис. 1, имеет трехступенчатую структуру:

1. Корректор коэффициента мощности.
2. Контроллер импульсного преобразователя напряжения.
3. Синхронный выпрямитель источника вторичной цепи.

Рис. 1. Структурная схема импульсного источника питания на 240 Вт

Выбранная архитектура основана на использовании трех эффективных ступеней преобразования энергии. Первая ступень — универсальный входной активный корректор коэффициента мощности с выходным напряжением 385 В на контроллере NCP1397B. Вторая ступень — полумостовой резонансный LLC-конвертор. Во вторичной цепи +12 В этого источника применяется схема синхронного выпрямления, построенная на микросхеме контроллера NCP4303 ON Semiconductor.

Архитектура, выбранная для данного проекта, позволяет оптимизировать системные ресурсы, с тем чтобы обеспечить максимальную эффективность преобразования энергии и выполнить исходные требования к источнику питания. Архитектура позволяет также снизить цену, уменьшить сложность устройства и увеличить его надежность.

Первая ступень. Корректор коэффициента мощности

Применение технологии корректировки коэффициента мощности (ККМ) является одним из ключевых аспектов при разработке эффективных и мощных сетевых источников питания. Подавляющее число бытовых и промышленных потребителей электроэнергии используют в настоящее время импульсные сетевые преобразователи, AC/DC-конверторы. Типовая структура сетевого преобразователя содержит диодный мост, емкостной фильтр, а также преобразователи выходных стабилизированных напряжений. При необходимости AC/DC-конверторы также могут содержать и гальваническую развязку от сети.

Эффективность преобразования определяется эффективностью базовых узлов — выпрямителя с фильтром и DC/DC-конверторов. Слабым по части эффективности энергопередачи является звено «диодный мост - конденсатор». Заряд емкости и, следовательно, потребление энергии от сети производится только в короткие фазы во время «верхушек» синусоид сетевого напряжения. А передача энергии из накопительной емкости в нагрузку может происходить неравномерно по времени.

Для обеспечения требуемой токовой нагрузки емкость конденсатора должна быть довольно большой. По мере возрастания мощности преобразователя проблема становится критической. При зарядке большой накопительной емкости в короткий период времени происходят броски тока в сети. А в начальный момент подключения источника к сети броски тока могут достигать сотен ампер. Это приводит к искажению формы сетевого напряжения. Включение в сеть нелинейных нагрузок, например, светильников с газоразрядными лампами, управляемых электродвигателей, источников электропитания с емкостным фильтром и т. д., приводит к тому, что потребляемый этими устройствами ток имеет импульсный характер с высоким процентом содержания высоких гармоник, из-за которых могут возникать проблемы электромагнитной совместимости при работе различного оборудования.

Корректор коэффициента мощности и стандарты

Основная задача ККМ — сведение к нулю отставания потребляемого тока от напряжения в сети при сохранении синусоидальной формы тока. Для этого необходимо отбирать ток от сети не в короткие интервалы, а на протяжении всего периода работы. Мощность, отбираемая от источника, должна оставаться постоянной даже в случае изменения напряжения сети. Это значит, что при снижении напряжения сети ток нагрузки должен быть увеличен, и наоборот. Со стороны сети блок питания будет выглядеть как чисто активное сопротивление. Корректор коэффициента мощности представляет собой преобразователь напряжения с индуктивным накопителем и передачей энергии на обратном ходу. Ступень ККМ в структуре мощного AC/DC-конвертора — это промежуточный источник стабилизированного напряжения, от которого питаются другие конверторы напряжений.

Во всех современных мощных источниках питания широко применяется активная коррекция коэффициента мощности. Использование ступени коррекции коэффициента мощности позволяет повысить КПД преобразования и уменьшить уровень сетевых помех. Необходимость корректора коэффициента мощности (ККМ) в мощных сетевых источниках вторичного электропитания регламентируется требованиями по электромагнитной совместимости ГОСТ Р 51317-2000. Нормы по гармоническим составляющим потребляемого тока и коэффициенту мощности для систем электропитания мощностью более 50 Вт и всех типов осветительного оборудования определяет стандарт МЭК IEC 1000-3-2. Для устройств питания аппаратуры связи с марта 2001 г. Минсвязи РФ введен ОСТ 45.188-20-01, в котором указано, что коэффициент мощности оборудования электропитания должен быть не менее 0,95 для устройств с коррекцией мощности.

Структура модуля корректора мощности

Модуль корректора коэффициента мощности (рис. 2) содержит микросхему контроллера ККМ, дроссель, мощный ключ MOSFET, выпрямительный диод, цепи датчика обратной связи и выходную емкость.

Рис. 2. Структура корректора коэффициента мощности

Регулирование и стабилизация выходного напряжения осуществляются ШИМ-сигналом. На схеме не показаны цепи питания, управления режимами и порогами срабатывания защиты. Схема практически ничем не отличается от классических схем импульсных преобразователей напряжения. Стоит отметить лишь несколько особенностей. Для удовлетворения требований стандартов по электромагнитной совместимости преобразование в корректорах всегда осуществляется на постоянной частоте. Обычно при мощности свыше 200 Вт большинство ККМ организованы как бустерные преобразователи, работающие в режиме непрерывной проводимости (РНП) или тока CCM (Continuous Current Mode).

NCP1605 — контроллер корректора коэффициента мощности

NCP1605 — микросхема контроллера корректора коэффициента мощности. Она работает на фиксированной частоте преобразования и в режиме управления Critical Conduction Mode. Для выходной мощности 240 Вт выбран наиболее эффективный режим Frequency Clamped Critical Conduction Mode (FCCrM), поскольку он обеспечивает не только высокую эффективность преобразования, но и низкий уровень ЭМИ. Контроллер NCP1605 работает именно в этом режиме. Схема также имеет встроенную защиту, как от токовой перегрузки, так и для режима с отключенной нагрузкой.

Вторая ступень. Полумостовой резонансный LLC-конвертор

Ступень импульсного источника питания SMPS использует топологию полумостовой LLC резонансной схемы, что значительно повышает эффективность преобразования и позволяет уменьшить уровень ЭМИ, а также улучшить использование развязывающего трансформатора, по сравнению с традиционной топологией (рис. 3). В LLC используется две индуктивности (LL), включенные последовательно — дроссель + первичная обмотка трансформатора, и одна емкость (С).

Рис. 3. Структура полумостового резонансного LLC-конвертора

Полумостовой резонансный преобразователь имеет LLC-топологию и принадлежит к подвиду последовательных резонансных преобразователей (Series Resonant Converters, SRC). Он широко используется в приложениях, где требуется высокая плотность мощности.

Схема полумостового резонансного LLC-конвертора является отличной альтернативой традиционной топологии полумостовой схемы (Half Bridge, HB) по нескольким причинам:

• Переключение происходит при переходе напряжения через ноль (Zero Voltage Switching, ZVS) в широком диапазоне нагрузок. Поскольку переключение происходит при низком напряжении на стоке ключа, минимизированы потери на переключении. Это также позволяет значительно снизить уровень ЭМИ по сравнению с топологией HB (полумостовая схема), в которой переключение происходит в более жестких условиях.
• Низкий ток во время переключения. Ключ закрывается при низком проходном токе, что обеспечивает низкие потери энергии по сравнению с потерями в топологии HB.
• Низкий ток выключения на диодах вторичной цепи: когда конвертор работает в режиме больших выходных токов, выходной выпрямитель переходит в закрытое состояние при условии протекания малого тока, что позволяет уменьшить уровень ЭМИ.
• Топология схемы не приводит к увеличению числа компонентов. Общее число компонентов остается такое же, как и в классической схеме с полумостовой топологией.

На рис. 4 показана структурная схема полумостового резонансного конвертора. Полумостовые ключи работают со скважностью 50% и обеспечивают формирование высоковольтных прямоугольных импульсов с амплитудой от 0 до входного напряжения V IN , которое поступает на резонансную схему. Посредством подстройки частоты через генератор, управляемый напряжением, (ГУН) обеспечивается следящая обратная связь. Частота изменяется в зависимости от величины нагрузки.

Рис. 4. Структурная схема полумостового резонансного конвертора напряжения

NCP1397 — контроллер LLC-конвертора

Сердцем полумостового резонансного LLC-конвертора является микросхема контроллера NCP1397. Благодаря патентованной высоковольтной технологии, этот контроллер содержит драйвер MOSFET-транзисторов полумостовой выходной схемы. Напряжение питания полумостовой схемы — до 600 В.

Контроллер имеет многоуровневую встроенную защиту, в том числе блокировку выхода при пропадании входного напряжения, потере сигнала обратной связи с оптопары и т. д. Это позволяет улучшить показатель надежности работы ступени без усложнения дизайна и дополнительных компонентов.

Вторичная цепь источника питания. Синхронный выпрямитель

Зачем нужно синхронное выпрямление? Использование схемы синхронного выпрямления позволяет сократить потери на выпрямлении при больших значениях тока и нагрузки. При использовании обычной диодной схемы, даже на диодах Шоттки, при больших токах значительно возрастает падение напряжения и, соответственно, возрастают потери.

На рис. 5 показаны преимущества использования синхронного выпрямления при высоком выходном токе по сравнению с обычной диодной схемой выпрямителя.

Рис. 5. Сравнение потерь на синхронном выпрямителе и обычном диодном выпрямителе (потери на диодах Шоттки будут больше при больших токах, чем на открытом канале MOSFET-транзистора)

Однако можно заметить, что режим синхронного выпрямления становится неэффективен в зоне малых токов в нагрузке. Для сохранения эффективности в широком диапазоне изменения нагрузки модуль синхронного выпрямления автоматически выключается при малых токах. На рис. 6 показана схема управления синхронными выпрямителями NCP4303 со схемой отключения при малых токах нагрузки.

Описываемое устройство обеспечивает исключительно высокий КПД преобразования, допускает регулирование выходного напряжения и его стабилизацию, устойчиво работает при вариации мощности нагрузки. Интересен и незаслуженно мало распространен этот вид преобразователей — квазирезонансный, который в значительной мере избавлен от недостатков других популярных схем. Идея создания такого преобразователя не нова, но практическая реализация стала целесообразной сравнительно недавно, после появления мощных высоковольтных транзисторов, допускающих значительный импульсный ток коллектора при напряжении насыщения около 1,5 В. Главная отличительная особенность и основное преимущество этого вида источника питания — высокий КПД преобразователя напряжения, достигающий 97...98% без учета потерь на выпрямителе вторичной цепи, которые, в основном, определяет ток нагрузки.

От обычного импульсного преобразователя, у которого к моменту закрывания переключательных транзисторов ток, протекающий через них, максимален, квазирезонансный отличается тем, что к моменту закрывания транзисторов их коллекторный ток близок к нулю. Причем уменьшение тока к моменту закрывания обеспечивают реактивные элементы устройства. От резонансного он отличается тем, что частота преобразования не определяется резонансной частотой коллекторной нагрузки. Благодаря этому можно регулировать выходное напряжение изменением частоты преобразования и реализовывать стабилизацию этого напряжения. Поскольку к моменту закрывания транзистора реактивные элементы снижают до минимума ток коллектора, базовый ток также будет минимальным и, следовательно, время закрывания транзистора уменьшается до значения времени его открывания. Таким образом, полностью снимается проблема сквозного тока, возникающего при переключении. На рис. 4.22 показана принципиальная схема автогенераторного нестабилизированного блока питания.

Основные технические характеристики:

Общий КПД блока, %..................................................................92;

Напряжение на выходе, В, при сопротивлении нагрузки 8 Ом....... 18;

Рабочая частота преобразователя, кГц.........................................20;

Максимальная выходная мощность, Вт...........................................55;

Максимальная амплитуда пульсации выходного напряжения с рабочей частотой, В

Основная доля потерь мощности в блоке падает на нагревание" выпрямительных диодов вторичной цепи, а КПД самого преобразователя таков, что нет необходимости в теплоотводах для транзисторов. Мощность потерь на каждом из них не превышает 0,4 Вт. Специального отбора транзисторов по каким-либо параметрам также не требуется. При замыкании выхода или превышении максимальной выходной мощности генерация срывается, защищая транзисторы от перегревания и пробоя.

Фильтр, состоящий из конденсаторов С1...СЗ и дросселя LI, L2, предназначен для защиты питающей сети от высокочастотных помех со стороны преобразователя. Запуск автогенератора обеспечивает цепь R4, С6 и конденсатор С5. Генерация колебаний происходит в результате действия положительной ОС через трансформатор Т1, а частоту их определяют индуктивность первичной обмотки этого трансформатора и сопротивление резистора R3 (при увеличении сопротивления частота увеличивается).

Дроссели LI, L2 и трансформатор Т1 наматывают на одинаковых кольцевых магнитопроводах К12х8хЗ из феррита 2000НМ. Обмотки дросселя выполняют одновременно, «в два провода», проводом ПЭЛШО-0,25; число витков — 20. Обмотка I трансформатора TI содержит 200 витков провода ПЭВ-2-0,1, намотанных внавал, равномерно по всему кольцу. Обмотки II и III намотаны «в два провода» — 4 витка провода ПЭЛШО-0,25; обмотка IV представляет собой виток такого же провода. Для трансформатора Т2 использован кольцевой магнитопровод К28х16х9 из феррита 3000НН. Обмотка I содержит 130 витков провода ПЭЛИ10-0,25, уложенных виток к витку. Обмотки II и III — по 25 витков провода ПЭЛШО-0,56; намотка — «в два провода», равномерно по кольцу.

Дроссель L3 содержит 20 витков провода ПЭЛИ10-0,25, намотанных на двух, сложенных вместе кольцевых магнитопроводах К12х8хЗ из феррита 2000НМ. Диоды VD7, VD8 необходимо установить на теплоотводы площадью рассеяния не менее 2 см2 каждый.

Описанное устройство было разработано для использования совместно с аналоговыми стабилизаторами на различные значения напряжения, поэтому потребности в глубоком подавлении пульсаций на выходе блока не возникало. Пульсации можно уменьшить до необходимого уровня, воспользовавшись обычными в таких случаях LC-фильтрами, как, например, в другом варианте этого преобразователя с такими основными техническими характеристиками:

Номинальное выходное напряжение, В.............................................5,

Максимальный выходной ток, А...................................................... 2;

Максимальная амплитуда пульсации, мВ........................................50;

Изменение выходного напряжения, мВ, не более, при изменении тока нагрузки

от 0,5 до 2 А и напряжения сети от 190 до 250 В........................150;

Максимальная частота преобразования, кГц.................................. 20.

Схема стабилизированного блока питания на основе квазирезо-нансного преобразователя представлена на рис. 4.23.

Выходное напряжение стабилизируется соответствующим изменением рабочей частоты преобразователя. Как и в предыдущем блоке, мощные транзисторы VT1 и VT2 в теплоотводах не нуждаются. Симметричное управление этими транзисторами реализовано с помощью отдельного задающего генератора импульсов, собранного на микросхеме DDI. Триггер DD1.1 работает в собственно генераторе.

Импульсы имеют постоянную длительность, заданную цепью R7, С12. Период же изменяется цепью ОС, в которую входит оптрон U1, так что напряжение на выходе блока поддерживается постоянным. Минимальный период задает цепь R8, С13. Триггер DDI.2 делит частоту следования этих импульсов на два, и напряжение формы «меандр» подается с прямого выхода на транзисторный усилитель тока VT4, VT5. Далее усиленные по току управляющие импульсы дифференцирует цепь R2, С7, а затем, уже укороченные до длительности примерно 1 мкс, они поступают через трансформатор Т1 в базовую цепь транзисторов VT1, VT2 преобразователя. Эти короткие импульсы служат лишь для переключения транзисторов — закрывания одного из них и открывания другого.

Кроме того, основная мощность от генератора возбуждения потребляется только в моменты переключения мощных транзисторов, поэтому средний ток, потребляемый им, мал и не превышает 3 мА с учетом тока стабилитрона VD5. Это и позволяет питать его прямо от первичной сети через гасящий резистор R1. Транзистор VT3 является усилителем напряжения сигнала управления, как в компенсационном стабилизаторе. Коэффициент стабилизации выходного напряжения блока прямо пропорционален статическому коэффициенту передачи тока этого транзистора.

Применение транзисторного оптрона U1 обеспечивает надежную гальваническую развязку вторичной цепи от сети и высокую помехозащищенность по входу управления задающего генератора. После очередного переключения транзисторов VT1, VT2 начинает подзаряжаться конденсатор СЮ и напряжение на базе транзистора VT3 начинает увеличиваться, коллекторный ток тоже увеличивается. В результате открывается транзистор оптрона, поддерживая в разряженном состоянии конденсатор С13 задающего генератора. После закрывания выпрямительных диодов VD8, VD9 конденсатор СЮ начинает разряжаться на нагрузку и напряжение на нем падает. Транзистор VT3 закрывается, в результате чего начинается зарядка конденсатора С13 через резистор R8. Как только конденсатор зарядится до напряжения переключения триггера DD1.1, на его прямом выходе установится высокий уровень напряжения. В этот момент происходит очередное переключение транзисторов VT1, VT2, а также разрядка конденсатора СИ через открывшийся транзистор оптрона.

Начинается очередной процесс подзарядки конденсатора СЮ, а триггер DD1.1 через 3...4 мкс снова вернется в нулевое состояние благодаря малой постоянной времени цепи R7, С12, после чего весь цикл управления повторяется, независимо от того, какой из транзисторов — VT1 или VT2 — открыт в текущий полу период. При включении источника, в начальный момент, когда конденсатор СЮ полностью разряжен, тока через светодиод оптрона нет, частота генерации максимальна и определена в основном постоянной времени цепи R8, С13 (постоянная времени цепи R7, С12 в несколько раз меньше). При указанных на схеме номиналах этих элементов эта частота будет около 40 кГц, а после ее деления триггером DDI.2 — 20 кГц. После зарядки конденсатора СЮ до рабочего напряжения в работу вступает стабилизирующая петля ОС на элементах VD10, VT3, U1, после чего и частота преобразования уже будет зависеть от входного напряжения и тока нагрузки. Колебания напряжения на конденсаторе СЮ сглаживает фильтр L4, С9. Дроссели LI, L2 и L3 — такие же, как в предыдущем блоке.

Трансформатор Т1 выполнен на двух сложенных вместе кольцевых магнитопроводах К12x8x3 из феррита 2000НМ. Первичная обмотка намотана внавал равномерно по всему кольцу и содержит 320 витков провода ПЭВ-2-0,08. Обмотки II и III содержат по 40 витков провода ПЭЛ1110-0,15; их наматывают «в два провода». Обмотка IV состоит из 8 витков провода ПЭЛШО-0,25. Трансформатор Т2 выполнен на кольцевом магнитопроводе К28х16х9 из феррита 3000НН. Обмотка I — 120 витков провода ПЭЛШО-0,15, а II и III — по 6 витков провода ПЭЛ1110-0,56, намотанных «в два провода». Вместо провода ПЭЛШО можно использовать провод ПЭВ-2 соответствующего диаметра, но при этом между обмотками необходимо прокладывать два-три слоя лакоткани.

Дроссель L4 содержит 25 витков провода ПЭВ-2-0,56, намотанных на кольцевой магнитопровод К12х6х4,5 из феррита 100НН1. Подойдет также любой готовый дроссель индуктивностью 30...60 мкГн на ток насыщения не менее 3 А и рабочую частоту 20 кГц. Все постоянные резисторы — MJIT. Резистор R4 — подстроенный, любого типа. Конденсаторы С1...С4, С8 — К73-17, С5, С6, С9, СЮ - К50-24, остальные - КМ-6. Стабилитрон КС212К можно заменить на КС212Ж или КС512А. Диоды VD8, VD9 необходимо установить на радиаторы площадью рассеяния не менее 20 см2 каждый. КПД обоих блоков можно повысить, если вместо диодов КД213А использовать диоды Шоттки, например, любые из серии КД2997. В этом случае теплоотводы для диодов не потребуются.